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了解电压驻波比（VSWR）、回波损耗和失配损耗，这有助于表征射频（RF）设计中的波反射。
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当电波遇到传播介质阻抗的变化时，它们会发生反射。当我们打算将信号链中的一个块的功率传输到下一个块时，这些反射是非常不理想的。
在本文中，我们将学习两个参数，即VSWR和回波损耗，这使我们能够表征RF设计中的波反射。我们还将讨论“失配损耗”规范，该规范将波反射对功率传输的影响参数化。
计算VSWR公式
当传输线短路或开路时，会发生全反射，入射波和反射波的干涉会在传输线上产生驻波。例如，考虑图1所示的图表。
图1示例图对于正弦输入，稳态响应也是正弦的。在d=0.2米的长度和短路负载（ZL=0）的情况下，图2显示了36个不同时刻沿线的电压波。
36个不同时刻的电压波。
图2 36个不同时刻的电压波上面的曲线让你感觉到电压波的振幅是如何沿线变化的。下图3中提供的上述图的包络最能显示这种振幅变化。
图3 振幅变化图请注意，包络的最小值为零伏。我们可以对任意负载重复相同的过程，比如Γ=0.5的负载。图4显示了这种情况下36个不同时刻的电压波形图。
图4 另一个示例图显示了36个实例的电压波这些曲线的包络如图5所示。
图5 电压波包络与位置图示例上述讨论表明，当发生全反射时，包络的最小值为零伏Vmin=0（图3）。然而，在部分反射的情况下，Vmin更接近峰值Vmax。在没有反射的理想情况下，Vmax实际上等于Vmin。因此，Vmax与Vmin的比值，即VSWR，与阻抗不连续处发生的反射量有关。在数学语言中，VSWR定义为：
方程式1当有全反射时，VSWR是无限的；对于匹配的负载，VSWR为1；对于其他情况，VSWR在这两个极值之间。例如，对于图5中的包络波形，VSWR为：
通过以下方程可以很容易地证明VSWR与负载反射系数Γ有关：
方程式2该方程允许我们测量VSWR，并使用该信息来确定反射系数的大小。
顺便说一句，VSWR参数可能已经失去了曾经的重要性。今天的高性能定向耦合器可以物理地分离入射波和反射波，使我们能够准确地测量反射系数。
在传输线测量的早期，这些高性能定向耦合器是不可用的，方程2是测量Γ幅度的简单解决方案。为此，工程师只需要通过一种称为开槽线的设备测量沿线的最小和最大电压。考虑到当今高性能测量设备的可用性，VSWR有时被认为是几十年前的遗留参数。然而，射频工程师需要充分理解VSWR概念，因为它仍然在数据表中经常被指定。
射频回波损耗
考虑图6中的图表，其中传输线连接到RF组件的输入端。入射功率为Pi，“观察”RF分量输入的反射系数为Γ。
显示射频组件和传输线的示意图。
图6显示射频组件和传输线的示意图在这里，我们感兴趣的是表征RF分量（Pr）反射了多少入射功率。虽然反射系数Γ是反射电压与入射电压的比值，但（|Gamma|^2）表示反射功率与入射功率的比值：
方程式3用分贝表示上述方程式得出：
方程式4例如，如果
|
Γ
|
2
=
0.1
，我们得到：
这意味着反射功率比入射功率低10dB。在这种情况下，我们可以说返回的入射信号部分经历了-10 dB的增益，或者等效地，损耗了+10 dB。换句话说，在这个例子中，“回波损耗”为10dB。
或者，回波损耗参数通常用于表示方程3和4。然而，这个参数的名称起初可能有点令人困惑。回波损耗指定了入射信号在从阻抗不连续性返回或反射时所经历的损耗。
请注意，对于无源电路，Γ的范围在0和1之间，因此，返回的信号会经历衰减或损耗，而不是增益。回波损耗，通常用RL表示，由下式给出：
方程式6例如，如果系统中的回波损耗指定为40 dB，则可以立即知道反射功率比入射功率低40 dB。因此，较大的回波损耗对应于负载和线路特性阻抗之间更好的匹配。
三个参数Γ、VSWR和回波损耗都是指定负载与传输线匹配程度的不同方式。然而，与具有幅度和相位信息的Γ不同，VSWR和回波损耗仅提供幅度信息，不提供相位信息。
让我们再次检查图6中的配置。除了反射功率外，我们还对表征阻抗失配对传输到输出Po的功率量的影响感兴趣。首先，假设RF分量的功率增益为1（G=1）。换句话说，传递到RF组件输入端的相同功率出现在其输出端。由于阻抗失配会导致一些反射功率，因此会降低传递到RF组件的功率。当G=1时，输出功率Po等于入射功率和反射功率之间的差：
用分贝表示上述方程式得出：
继续示例值，如果
|
Γ
|
2
=
0.1
，上述方程产生：
这意味着输出功率比入射功率低0.46dB。换句话说，信号的增益为-0.46dB，或者等效地，损耗为+0.46dB。这种功率损耗被称为“失配损耗”，因为它只是源于阻抗失配。失配损耗参数告诉我们通过提供完美的阻抗匹配可以获得多大的增益改善。在上述示例中，可获得的增益改善为0.46dB。基于上述讨论，由ML表示的失配损耗由以下方程给出：
方程式7从上述解释中可以清楚地看出，需要较小的失配损耗，这对应于负载和线路之间更好的匹配。
两个端口不匹配时的失配损耗
在图6中，我们隐含地假设信号源（未显示）的阻抗与线路特性阻抗相匹配。如果不是这种情况，Pr将在源端的不连续性上重新反射，并对入射波Pi做出贡献。例如，当我们通过传输线将电源连接到负载时（图7（a）），以及在两个级联设备之间的接口处（图7），都会遇到这种情况。
图7 通过传输线（a）和两个级联设备之间的接口（b）连接到负载的源的示例图在这种情况下，失配损耗（以线性表示，而不是分贝）由方程8给出。
方程式8上述方程指定了由于波反射而在输入和输出端口之间来回反弹的输入功率部分。你可以在G.Gonzalez的“微波晶体管放大器”第2章中找到这个方程的推导。例如，在图7（a）中，假设Γ1和Γ2分别为0.1和0.2。在这种情况下，我们的失配损耗为ML=1.011。以dB表示，由于两个阻抗的不连续性，我们的损耗为0.05 dB。
请注意，Γ具有幅度和相位信息，相位角会影响方程8产生的ML值。让我们用Γ1=0.1和Γ2=-0.2重复上面的例子。在这种情况下，ML的值为1.095或0.39 dB。
不匹配不确定性
上述示例凸显了射频应用中的一个严峻挑战。由于方程8中的失配损耗取决于反射系数的相位角，并且注意到在许多实际情况下，只有反射系数的幅度是已知的，因此从输入到输出的实际功率传输存在一些不确定性。例如，已知|Γ1|=0.1和|Γ2|=0.2，失配损耗在0.05 dB和0.39 dB之间。由这些上限和下限指定的范围称为失配不确定性，我们将在本系列的下一篇文章中更详细地介绍。
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